關鍵字 功率因數校正；連續導通模式；Bridgeless-Boost；Halfbridge-Boost；共模干擾
A Comparison of Bridgeless-Boost and Halfbridge-Boost Topologies
LI Han1, Wang ZHI-qiang1，Wu Shuang2
(College of Electrical power, South China University of Technology, Guangzhou Guangdong 510640, China)
(Hubei Electric Power Transmission and Distribution Engineering CO P.R，430063，China)
Abstract By omitting diode bridge rectifier, the Bridgeless-Boost and Halfbridge-Boost topologies in the continuous conduction mode (CCM) can reduce on-state loss, and improve efficiency around 1%than the conventional Boost-PFC. The mechanism of common mode noise in Bridgeless-Boost is analyzed. A new control strategy for Halfbridge-Boost is proposed, and is testified by simulation and prototype.
Keywords power factor correction (PFC); continuous conduction mode (CCM); Bridgeless-Boost；Halfbridge-Boost；common mode noise.
1 引言
在大中功率應用中，連續導通模式(CCM)的Boost-PFC 拓撲，結構簡單，輸入電流脈動小，是成熟的，得到了應用廣泛[1]。其缺點是電路工作時，始終有3只半導體器件存在導通壓降，在大電流狀態下損耗較大。近年來，由傳統Boost-PFC衍生出兩種無橋拓撲，Bridgeless-Boost 和Halfbridge-Boost。它們省略了Boost-PFC前端的整流橋，減少了一只二極管的通態損耗，提高了效率。
下面研究比較了這兩種無橋拓撲，進行了分析,在對其工作模態、控制方式及優缺點進行了在原理分析的基礎上，提出了Halfbridge-Boost 拓撲一種新的控制方式，并作了仿真和試驗的驗證。
2 原理分析
圖1(a)為電容濾波整流電路，以MOSFET替換整流橋中兩個二極管，即可構成無橋拓撲。圖1 (b)為Bridgeless-Boost，圖1(c)為Halfbridge-Boost，兩者拓撲結構類似，與傳統Boost-PFC 相比，它們的電流回路減少一個二極管，可提升1%的效率。下面分別對這兩種拓撲工作原理進行分析。
2.1 Bridgeless-Boost 拓撲
圖1（b）中，D1，D2為快恢復二極管。MOSFET開關管Q1，Q2分別充當兩個Boost變換器主開關，在交流輸入電壓的正負半周交替工作，可采用傳統Boost-PFC 的控制策略。兩MOSFET共源極，并與直流側地相連，因此驅動毋需隔離，可直接利用Boost-PFC控制芯片同時驅動兩管。
根據輸入電壓的正負半周，Bridgeless-Boost 拓撲可分為兩個工作模態（圖2）。
模態一：輸入電壓正半周，電感電流為正方向。Q2的體內二極管始終導通，二極管D2截止。Q1，D1充當Boost-PFC 的開關管和續流二極管。VN為中線電壓，有關系式VN=Va=VGND。
模態二：輸入電壓負半周，電感電流為負。Q1 的體內二極管始終導通，二極管D1截止。Q2，D2 組成Boost-PFC 結構。有Va=VGND，因為是浮動電壓，所以VGND 的幅值與開關管Q2 的狀態有關。當Q2 開通，VGND=Vb= VN；當Q2 關斷，二極管D2 續流，VGND=VNVc。可知VGND為與Q2開關頻率相同的高頻方波電壓，峰峰值為Vc≈400V。
由于直流母線與大地之間存在的寄生電容C1，C2（圖2 中虛線所示），VGND以電流i=C×dvdt 對電容C1，C2充電。由上文分析可知幅值很大，與開關頻率相同。因此C1，C2可等效為兩個高頻共模干擾源。
有關Bridgeless-Boost拓撲的文獻較多[2]。研究表明只要略微改進外圍采樣電路，它就能使用傳統Boost-PFC芯片控制，但它所產生的共模傳導EMI比傳統Boost-PFC約高出10dB。
2.2 Halfbridge-Boost拓撲
如圖1(c)所示，兩開關管Q1，Q2 組成半橋橋臂，驅動需隔離，驅動信號互補。同樣，根據輸入電壓的正負半周，Halfbridge-Boost拓撲可分為兩個工作模態見（圖3）。
模態一：輸入電壓正半周，電感電流為正。二極管D1 截止，D2 導通。開關管Q2和Q1 的體內二極管構成Boost-PFC結構，Q1開通起到同步整流的作用。有關系式:VN=VGND。
模態二：輸入電壓負半周，電感電流為負。二極管D2 截止，D1 導通。開關管Q1和同步整流管Q2 構成Boost-PFC結構。有VGND=VN- VC。
[NextPage]
綜合兩個模態，VGND 為工頻方波，EMI 影響很小。Halfbridge-Boost傳統控制方法采用滯環控制[3~4]，需要使用乘法器和采樣輸入電壓信號，開關頻率不固定，動態響應慢，而且只能采用分立電路，沒有功能完善的集成控制芯片。
Halfbridge-Boost 本質上工作在Boost-PFC 狀態，但主開關隨著輸入電壓極性而切換。因此，可以利用現有的Boost-PFC控制芯片，但必須附加一定的控制邏輯，以抵消拓撲結構的影響。
令PFC控制芯片輸出信號為G，兩互補開關管驅動信號分別為Q1，Q2，，有關系Q1=Q軍2。輸入電壓為Vi，對其過零比較得到信號Z，推導得到邏輯關系式(1)。
3 仿真和試驗結果
應用SIMetrix 仿真軟件對單周期控制(one-cyclecontrol)的Halfbridge-Boost拓撲進行仿真圖4（a、b），驗證了關系式(1)。并采用IR1150IS單周期控制PFC芯片制作了100W實驗電路。
圖4（c）為實驗電路波形。圖中1通道為芯片電流采樣波形，2通道為輸入電壓波形。顯示出電流呈功率因數很高的正弦波。而圖4(c)顯示了輸入電壓和對其過零比較得到信號Z之間的關系。圖4(d)為與實驗電路對應的仿真結果。
對比試驗和仿真波形可發現，實驗電流采樣信號疊加有高頻噪聲。分析其Halfbridge-Boost 結構可知，由于拓撲利用MOSFET寄生二極管作續流二極管，其典型反向恢復時間trr≈300ns，即使使用具有快恢復特性寄生二極管的第五代高性能MOSFET trr≈100ns。Bridgeless-Boost 中使用的超快恢復二極管的相比，僅有幾十ns 的反向恢復時間。因此Halfbridge-Boost 必然會產生更大的電流尖峰和開關損耗。
4 結論
在EMI要求不嚴格的場合，Bridgeless-Boost拓撲以其結構簡單，控制可靠，高效率成為替代傳統Boost-PFC的首選。但其EMI共模干擾為結構性難題，在不增加拓撲結構復雜程度的前提下難以克服。而隨著功率器件的發展和控制集成化，Halfbridge-Boost 拓撲表現出發展的潛力。
作者簡介：
參考文獻：
[1] Abraham I. Pressman 著，王志強譯，開關電源設計，電子工業出版社.
[2] Bridgeless PFC implementation using one cycle control technique. Lu, B.; Brown, R.; Soldano, M.; APEC 2005.Twentieth Annual IEEE.
[3] A unity power factor converter using half-bridge boost topology. Srinivasan, R.; Oruganti, R.; Power Electronics,IEEE Transbbbbbbs.
[4] Analysis and design of power factor correction using half bridge boost topology. Srinivasan, R.; Oruganti, R.;APEC'97 Conference Proceedings 1997., Twelfth Annual.
：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
